作者简介:杨曙辉(1971-),男(汉族),黑龙江省宝清市人,北京信息科技大学教授. E-mail: yangshuhui@bistu.edu.cn
中文责编:方 圆; 英文责编:卫 栋
1)北京信息科技大学信息与通信工程学院,北京 100101; 2)南卡罗莱纳大学电气工程系, 哥伦比亚 29208, 美国
Yang Shuhui1, Wang Bin1, Chen Yinchao1,2, Kang Jin1, and Wang Tinglan11)School of Informations Communication Engineering, Beijing Information Science and Technology University, Beijing 100101, P.R.China2)Department of Electrical Engineering, University of South Carolina, Columbia 29208, U.S.A
inter-chip wireless connection; scattering parameters; signal integrity; ultra-broad band pulse; print circuit board; monopole antenna; eye diagram; return loss
DOI: 10.3724/SP.J.1249.2014.01016
基于印刷电路板(printed circuit board, PCB)介质的芯片间无线互连结构,设计一种60 GHz单极子天线.天线半径为0.04 mm,长度为0.84 mm,天线1、2、3和4代替4个芯片的4个管脚,伸入PCB介质中(厚度为2 mm,面积为20 mm×20 mm).天线1为发射端,其余为接收端.利用HFSS软件仿真得到模型中天线间的S参数S11、 S21、 S31和S41分别为-19.00、-64.75、-64.75和-76.30 dB.以5 V、60 GHz正弦波信号激励发射天线,接收天线2、3和4分别收到振幅为4.80、4.80和0.47 mV.当发射激励为120 Gbit/s伪随机二进制码时,接收天线收到的信号眼图清晰,理论验证了利用单极子天线实现基于PCB的芯片间无线互连的可行性.
The inter-chip wireless connection structure based on PCB medium is presented, and a 60 GHz monopole antenna is designed. The radius of the antenna is 0.04 mm, and it is 0.84 mm in length. Antenna 1, 2, 3 and 4 replace four pins of four different chips and penetrate into the PCB's medium, whose thickness is 2 mm, area is 20 mm×20 mm. Take antenna 1 as the transmitter and others as the receivers. The S-parameters of the model are simulated by using HFSS software. The simulation results of S11, S21, S31 and S41 are -19.00, -64.75, -64.75 and -76.30 dB, respectively. When the source is driven by a 60 GHz sine wave with the amplitude of 5 V, the amplitudes of signal received by the antenna 2, 3 and 4 are respectively 4.80, 4.80 and 0.47 mV. When the source is alternated by the 120 Gbit/s pseudo random binary code, the eye diagram of the receiver is clear, which verifies the feasibility of the monopole antenna used for inter-chip wireless connection.
半导体技术的不断进步,使大规模集成电路在运行速度与集成规模上快速发展,随之而来的是印刷电路板(printed circuit board, PCB)上芯片的工作频率越来越高,芯片管脚密度和印制电路密度越来越大,从而导致芯片间通过引脚及金属线互连面临巨大问题.当互连总线工作频率大于10 GHz后,引脚对信号传输的反射、串扰信号、分布电感和电容等引起的信号完整性问题日趋突出[1-2],这是未来10~20年电子产业迫切需要解决的问题,已引起集成电路设计以及信号完整性领域专家和学者的高度关注,并在积极进行多种有意义尝试,以期减小信号干扰和补偿信号畸变,获得完整信号. 芯片引脚对邻近线路的串扰和天线效应启示人们,能否将引脚演变为微型天线,PCB上的集成电路芯片通过这些微型天线实现彼此间的无线互连,完成信号在芯片间的高速传输.通信和微电子领域的专家学者正积极探索芯片内或芯片间无线互连的有效性和可行性[3-17].这些工作的特点是:① 通信信道通常选择在PCB之上芯片中或芯片间的自由空间中,因而有较大自由度设计宽带的发射与接收系统.尽管微型天线的发射功率较低,势必造成PCB板上有限空间的电磁干扰和电磁污染. ② 相关研究侧重芯片内或芯片间无线互连的片上天线,因芯片面积的限制,很难实现所需要的多天线系统.
为此,本课题组提出基于PCB介质实现芯片间无线互连的结构,利用PCB金属板间介质形成射频通信信道.此方法与利用芯片内集成天线收发信号,或通过近距离AC电磁耦合实现无线互连[3]相比,在减少PCB层数和对外部环境的电磁污染及实现多无线信道等方面具有明显优势.本研究分析基于PCB介质实现芯片间无线互连结构,采用PCB的FR4介质,在介质四周以及上下表面填充吸波材料,防止介质内电磁波对外部的电磁辐射.重点对PCB介质内单极子天线的辐射性能以及电磁波经介质传播到接收天线感应的信号电平进行研究,验证所提出芯片间无线互连结构的可行性.
传统芯片通过封装焊接在多层PCB板上,利用多层金属连线实现芯片间电路的数据传输,如图1(a). 基于PCB的芯片间无线互连结构模型如图1(b),其中,A1、A2、A3和A4分别代表芯片1、2、3和4的各个管脚,将其作为微型天线实现芯片间的无线互连.管脚天线间射频通信产生的电磁波在双层PCB板间的介质中传播,在两板间的边界四周填充吸波材料以消除对外部电路的电磁污染.文献[10]介绍一种用于片上集成的110 GHz天线,用于芯片间的无线通信,文献[11]介绍了制作在低电阻率硅介质上的60 GHz环状天线,对芯片间的无线互连以及天线的特性进行研究.从图1可见,本研究提出的芯片间无线互连模型与传统的芯片间金属线互连以及文献[7-12]中设计的利用片上天线实现无线互连的概念不同:以PCB板间介质作为无线通信信道,芯片管脚作为天线,实现芯片间的无线数据传输,克服了片上天线因芯片面积制约、数量严格受限以及电磁污染问题.
偶极子天线可看成由末端开路的传输线张开形成,理论和实验都已证实其上电流分布与末端开路线上电流分布相似,即非常接近于正弦驻波分布,取图2的坐标,其中,电流形式为
I(z)=Imsin[k(l-|z|)] -l≤z≤l(1)
其中,Im是波腹电流; k=2π/λ为相移常数; l为偶极子天线一个臂的长度,对半波偶极子天线而言其长度l=λ/4.
确定了偶极子天线的电流分布后可以计算其辐射场,用于研究其远区场的辐射.参照图2确定的坐标,由电基本阵子远区场的辐射特性可推导出半波偶极子天线的辐射场[14].在偶极子上距中心z处取电流元段dz,它对远区场的贡献为
dEθ=jeθ(60πI(z)dz)/(λr)sin θ×e-jk(r-zcosθ)(2)
其中,eθ为θ方向单位矢量.将式(1)带入式(2)积分得
Eθ=jeθ(60Im)/λ×(e-jkr)/rsin θ∫l-lsin[k(l-|z|)]ejkzcosθdz=
jeθ(60Im)/r(cos(klcos θ)-cos(kl))/(sin θ)e-jkr(3)
根据远区场的性质,可得偶极子天线的磁场
H=1/(η0)er×E=
jeφ(Im)/(2πr)(cos(klcos θ)-cos(kl))/(sin θ)e-jkr(4)
其中,er和 eφ分别为r和φ方向单位矢量,天线的平均功率密度可用坡印廷矢量来表示
Pav=1/2Re[E×H*](5)
将式(3)和式(4)带入式(5),由k=2π/λ, l=λ/4化简可得
Pav=er(15I2m)/(πr2)(cos2((π)/2 cos θ))/(sin2θ)(6)
由式(6)可见,半波偶极子天线的辐射场为球面波,辐射场的方向性不仅与θ有关,也与偶极子天线的电长度有关.其半波偶极子天线的辐射功率可表示为
Pr=sPav·ds=
∫2π0∫π0(15I2m)/(πr2)(cos2((π)/2 cos θ))/(sin2θ)r2sin θdθdφ(7)
根据Friis传输公式[13-14],可得接收端功率Pr与发射端发射功率Pt之间满足
Pr/Pt=|S21|2=(1-|Γt|2)×
(1-|Γr|2)×[GtGrλ2/(4πR)2](8)
其中, Γt、 Gt和Γr、 Gr分别为发射端和接收端天线的反射系数与增益(单位:dB).定义S参数为
Sij=20lg((Ui)/(Uj))(9)
其中,Ui和Uj分别为端口i和j的信号电压. 结合式(8)和式(9),根据发射端电压计得接收端信号电平.
1/4波长单极子天线是半波偶极子天线通过利用镜像法引入接地面而将自身长度减少1/2的变形天线,其辐射功率为半波偶极子天线的1/2,辐射方向图理论上为半波偶极子天线辐射球面的1/2.
根据实际芯片管脚特性以及载波速率所要达到60 GHz的要求,基于单极子天线原理,设计实现了在两层材料为FR4的PCB板间1个发射天线及3个接收天线间的通信试验模型,如图3.经优化仿真,确定模型主要参数:FR4厚度为2 mm,面积20 mm×20 mm.4个天线长均为0.84 mm,半径0.04 mm,材质为铜.天线1作为发射天线,天线2、3和4均作为接收天线.天线1到天线2和天线3的距离均为D1=10 mm, 到天线4的距离为D2=14.14 mm.
在HFSS软件环境进行仿真时,为简化结构并加快计算速度,周围的电磁波吸收层由开放的自由空间代替.
将4个天线以及PCB作为整体仿真模型,发射天线1和接收天线2、3和4作为模型的4个端口,由微波网络分析可知, S21、 S31和S41代表3个接收天线分别相对于发射天线的插入损耗,利用这几个S参数可求得信号传播到接收天线所感应的信号电平大小.为求解到精确S参数,采用HFSS软件对所设计模型进行电磁仿真,结果如图4.
从图4可见,在60 GHz处,S11=-19.00 dB,S21=-64.75 dB,S31=-64.75 dB,S41=-76.30 dB; 天线在40~80 GHz均满足S11<-10 dB的要求,具有近40 GHz的带宽,相对带宽约为50%,属于超宽带天线,理论上满足应用需要.因此可采用超宽带(ultra wideband,UWB)信号作为激励[16-17]来提升整个系统的通信性能.另外,图4中曲线S21和S31基本重合,说明信号传播到距离相等位置处所得的感应信号电平基本相等.
图5 未加3个接收天线时发射天线三维辐射方向图
Fig.5 The transmitting antenna's three-dimension directional diagram without the three receiving antennas
发射天线的三维辐射方向图(未加3个接收天线的条件下)如图5.可见,符合半波偶极子辐射球面.
在增加了3个接收天线的条件下,发射天线的三维辐射方向图变为如图6.可见,发射天线在有3个接收天线的3个方向上的辐射增益受到影响.由仿真三维辐射方向图等效的数据表分析可得发射天线在X-Y平面上的辐射增益如图7.
图6 增加3个接收天线后的天线三维辐射方向图
Fig.6 The transmitting antenna's three-dimension directional diagram with the three receiving antennas
为观测天线接收端的信号电平,将HFSS仿真模型中生成的S4P文件导入ADS软件中,形成测试电路仿真如图8,其中,端口1代表发射天线.在端口1加入振幅为5 V、频率为60 GHz的正弦信号为激励,接收端都接50 Ω负载,观测端口2和端口4的时域电平幅值,结果如图9.
由图9还可见,天线2和天线4端口接收到的信号电平(状态稳定后)幅值分别为4.60和0.47 mV,与式(10)计算所得的电压幅值基本吻合,具体数值如表1.仿真结果从信号感应电平的角度验证了利用所设计的天线实现芯片间无线互连的可行性.
表1 60 GHz正弦波激励下接收端信号幅值
Table 1 Signal magnitudes of receiving ports under excitation of 60 GHz sine wave
从图9还可见, 接收端信号频率均为60 GHz,与信号源频率相等,且由于端口2较端口4距离发射端近,导致端口2接收到信号的稳定时间(140 ps)比端口4所用时间(180 ps)要短,与实际情况相符.
为验证超宽带数字脉冲信号可直接通过天线发射,且方便观测接收端信号眼图,将图8中发射端天线的激励信号改为高低电平为2.5和-2.5 V,上升和下降时间均为3 ps,码元周期T=8.3 ps,速率为120 Gbit/s的双极性伪随机二进制码序列.仿真得接收端信号眼图如图 10.为保证接收端收到的信号稳定,眼图取200~340 ps进行观察.
从图 10(a)可见,天线2接收到的信号眼图,其眼高为5.6 mV,眼宽约为8.3 ps.图 10(b)显示天线4接收的信号眼图,其眼高为4.9 mV,眼宽约为6.5 ps.由于信号从天线1传输到天线4的距离大于传输到天线2的距离,导致更大的路径损耗,使天线4接收信号眼图中“眼睛”睁开程度比天线2小
本研究提出基于PCB介质的芯片间无线互连结构,设计了60 GHz单极子天线,通过仿真优化,达到了一个较为理想的工作状态.天线的物理尺寸及辐射特性都达到预期目标.所选用PCB介质的电磁特性及尺寸也在合理范围之内.在ADS软件中通过设置正弦信号和伪随机二进制码两种不同的激励,验证了所设计天线用于基于PCB的芯片间无线互连的可行性,还通过对比两种激励下接收端信号的特性选择更为理想的信号载波.
致谢:感谢北京信息科技大学通信新技术研究所提供的正版ADS与HFSS软件,以及用于射频通信及信号完整性的测试设备; 感谢美国南卡罗莱纳大学通信及信号完整性实验室帮助进行的仿真测试验证.
深圳大学学报理工版
JOURNAL OF SHENZHEN UNIVERSITY SCIENCE AND ENGINEERING
(1984年创刊 双月刊)
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